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夏普最新手机d类功放原理图分析（D类功放的基本结构
第一部分为调制器，最简单的只需用一只运放构成比较器即可完成。把原始音频信号加上一定直流偏置后放在运放的正输入端，另通过自激振荡生成一个三角形波加到运放的负输入端。当正端上的电位高于负端三角波电位时，比较器输出为高电平，反之则输出低电平。若音频输入信号为零直流偏置三角波峰值的/，则比较器输出的高低电平持续的时间一样，输出就是一个占空比为二分之一的方波。当有音频信号输入时，正半周期间，比较器输出高电平的时间比低电平长，方波的占空比大于二分之一；负半周期间，由于还有直流偏置，所以比较器正输入端的电平还是大于零，但音频信号幅度高于三角波幅度的时间却大为减少，方波占空比小于二分之一。这样，比较器输出的波形就是一个脉冲宽度被音频信号幅度调制后的波形，称为PWM（PulseWidthModulation脉宽调制或PDM（PulseDurationModulation脉冲持续时间调制波形。音频信息被调制到脉冲波形中。第二部分就是D类功放，这是一个脉冲控制的大电流开关放大器，把比较器输出的PWM信号变成高电压大电流的大功率PWM信号。能够输出的最大功率由负载电源电压和晶体管允许流过的电流来决定。第三部分需把大功率PWM波形中的声音信息还原出来。方法很简单，只需要用一个低通滤波器。但由于此时电流很大，RC结构的低通滤波器电阻会耗能，不能采用，必须使用LC低通滤波器。当占空比大于二分之一的脉冲到来时，C的充电时间大于放电时间，输出电平上升；窄脉冲到来时，放电时间长，输出电平下降，正好与原音频信号的幅度变化相一致，所以原音频信号被恢复出来。
D类功放设计考虑的角度与AB类功放完全不同。此时功放管的线性已没有太大意义，更重要的开关响应和饱和压降。由于功放管处理的脉冲频率是音频信号的几十倍，且要求保持良好的脉冲前后沿，所以管子的开关响应要好华为 huawei 荣耀四核(夏普最新手机)。另外，整机的效率全在于管子饱和压降引起的管耗。所以，饱和管压降小不但效率高，功放管的散热结构也能得到简化。若干年前，这种高频大功率管的价格昂贵，在一定程度上限制了D类功放的发展。现在小电流控制大电流的MOSFET已普遍运用于工业领域，特别是近年来UHCMOSFET已在Hi-Fi功放上应用，器件的障碍已经消除。调制电路也是D类功放的一个特殊环节。要把KHz以下的音频调制成PWM信号，三角波的频率至少要达到KHz。频率过低达到同样要求的THD标准，对无源LC低通滤波器的元件要求就高，结构复杂。频率高，输出波形的锯齿小，更加接近原波形，THD小，而且可以用低数值小体积和精度要求相对差一些的电感和电容来制成滤波器，造价相应降低。但此时晶体管的开关损耗会随频率上升而上升，无源器件中的高频损耗射频的聚肤效应都会使整机效率下降。更高的调制频率还会出现射频干扰，所以调制频率也不能高于MHz。同时，三角波形的形状频率的准确性和时钟信号的抖晃都会影响到以后复原的信号与原信号不同而产生失真。所以要实现高保真，出现了很多与数字音响保真相同的考虑。还有一个与音质有很大关系的因数就是位于驱动输出与负载之间的无源滤波器。该低通滤波器工作在大电流下，负载就是音箱。严格地讲，设计时应把音箱阻抗的变化一起考虑进去，但作为一个功放产品指定音箱是行不通的，所以D类功放与音箱的搭配中更有发烧友驰骋的天地。实际证明，当失真要求在.%以下时，用二阶Butterworth最平坦响应低通滤波器就能达到要求。如要求更高则需用四阶滤波器，这时成本和匹配等问题都必须加以考虑。近年来，一般应用的D类功放已有集成电路芯片，用户只需按要求设计低通滤波器即可。
D类放大器的工作原理是什么
所有的d类放大器调制技术都将音频信号的相关信息编码到一串脉冲内。通常，脉冲宽度与音频信号的幅度相联系，脉冲频谱包括有用的音频信号脉冲和无用的（但无法避免的高频成分。在所有方案中，总的综合高频功率大致相同，因为在时域内波形的总功率是相同的，并且根据parseval定理，时域功率必须等于频域功率。但是，能量分布变化很大：在有些方案中，低噪声本底之上有高能量音调，而在其它方案中，能量经过整形消除了高能量音调，但噪声本底较高。最常用的调制技术是脉宽调制（pwm。从原理上讲，pwm是将输入音频信号与以固定载波频率工作的三角波或斜波进行比较。这在载波频率条件下产生一串脉冲。在每个载波周期内，pwm脉冲的占空比正比于音频信号的幅度。在图的例子中，音频输入和三角波都以v为中心，所以对于零输入，输出脉冲的占空比为%。对于大的正输入，占空比接近%，对于大的负输入，占空比接近%。如果音频幅度超过三角波的幅度，就会发生全调制，这时脉冲串停止开关，占空比在具体周期内为%或%。pwm之所以具有吸引力是因为它在几百千赫pwm载波频率条件下（足够低以限制输出级开关损失允许db或更好的音频带snr。许多pwm调制器在达到几乎%调制情况下也是稳定的，从原理上允许高输出功率，达到过载点。但是，pwm存在几个问题：首先，pwm过程在许多实现中会增加固有的失真（参看深入阅读资料；其次，pwm载波频率的谐振在调幅（am无线电波段内会产生emi；最后，pwm脉宽在全调制附近非常小。这在大多数开关输出级栅极驱动电路中会引起问题，因为它们的驱动能力受到限制，不能以重新产生几纳秒（ns短脉宽所需要的极快速度适当开关。因此，在基于pwm的放大器中经常达不到全调制，可达到的最大输出功率要小于理论上的最大值，即只考虑电源电压晶体管导
通电阻和扬声器阻抗的情况。一种替代pwm的方案是脉冲密度调制（pdm，它在给定时间窗口（脉冲宽度的脉冲数正比于输入音频信号的平均值。其单个的脉宽不像pwm那样是任意的，而是调制器时钟周期的“量化”倍数。bitΣ-Δ调制是pdm的一种形式。Σ-Δ调制中的大量高频能量分布在很宽的频率范围内，而不是像pwm那样集中在载波频率的倍频处，因而Σ-Δ调制潜在的emi优势要好于pwm。在pdm采样时钟频率的镜像频率处，能量依然存在；但在mhz～mhz典型时钟频率范围，镜像频率落在在音频频带之外，并且被lc低通滤波器强烈衰减。Σ-Δ调制的另一个优点是最小脉宽是一个采样时钟周期，即使是对于接近全调制的信号条件。这样简化了栅极驱动器设计并且允许按照理论上的全功率安全工作。尽管如此，bitΣ-Δ调制在d类放大器中不经常使用（参看深入阅读资料，因为传统的bit调制器只能稳定到%调制。还需要至少倍过采样以达到足够的音频带snr，因此典型的输出数据速率至少为mhz并且功率效率受到限制。最近已经开发出自振荡放大器，例如在深入阅读资料中介绍的一种。这种放大器总是包括一个反馈环路，以环路特性决定调制器的开关频率，代替外部提供的时钟。高频能量经常要比pwm分布平坦。由于反馈的作用可以获得优良的音质，但该环路是自振荡的，因此很难与任何其它开关电路同步，也很难连接到无须先将数字信号转换为模拟信号的数字音频源。全桥电路（见图可使用“三态”调制以减少差分emi。在传统的差分工作方式中，半桥a的输出极性必须与半桥b的输出极性相反。只存在两种差分工作状态：输出a高，输出b低；输出a低，输出b高。但是，还存在另外两个共模状态，即两个半桥输出的极性相同（都为高或都为低。这两个共模状态之一可与差分状态配合产生三态调制，lc滤波器的差分输入可为正零或负。零状态可用于表示低功率水平，代替两态方案中在正状态和负状态之间的开关。在零状态期间，lc滤波器的差分动作非常小，虽然实际上增加了共模emi，但减少了差分emi。差分优势只适用于低功率水平，因为正状态和负状态仍必须用于对扬声器提供大功率。三态调制方案中变化的共模电压电平对于闭环放大器是一个设计挑战。
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